無線通信システム

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置に関し、特に、マルチチャネル無線通信システムで使用する無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信の分野において、多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムは、少なくとも２つのアンテナを介して信号を送信すると共に、少なくとも２つのアンテナを介して信号を受信する。典型的なＭＩＭＯ通信システムが図１に示され、以下でより詳細に説明される。データストリームは複数の独立したサブストリームに分割され、各サブストリームは、同じ周波数帯域を使用する異なるアンテナを介して送信される。各信号は他の信号から統計的に独立であるように符号化される。受信機において、各アンテナは、すべての送信アンテナによって送信された信号のみならず、ローカル環境で発生する任意のマルチパス信号も受信する。受信信号は処理され、個別のデータサブストリームが、チャネル状態に従って可能である最大限まで分離される。分離されたデータサブストリームは次に再結合され、元のデータストリームを再作成する。
【０００３】
直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）技法又は符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技法を使用して、別個の送信信号を統計的に独立であるように符号化することができる。符号化によって、信号間の低相関が確保される。
【０００４】
ＭＩＭＯシステムのスループットは、同等のＳＩＳＯ（単一入力単一出力）システムよりもはるかに優れていることが保証されている。この追加のスループットは、潜在的に、帯域幅にも全体的な送信電力にも何ら増加を伴わずに生じることができる。ＭＩＭＯシステムは、独立したレイリーフェージングを用いてモデル化することができる環境のような、大量の散乱が存在する環境において、最も良好に機能する。この性質の散乱は空間マルチプレクサとしての機能を果たし、信号を空間的に無相関化する。そのような環境では、受信アンテナは、多くのパスに沿って送信された信号の独立した線形結合を受信する。その結果、受信アンテナの出力は、互いに区別することができる、送信信号の線形結合となる。
【０００５】
従来のＭＩＭＯシステムでは、受信アンテナ間での結合は、２つのメカニズムに従って発生する。第１に、各受信アンテナは送信機から信号を受信し、それによってアンテナの導電性構造内に電流が誘起される。誘起された電流は、対応する信号を再放射する、自身の独自の電磁界を生成する。これらの再放射された信号は隣接するアンテナによって受信される。第２に、典型的なシステムでは、アンテナによって生成された信号は、受信機グランドプレーンにおける電流をもたらし、これらの電流は隣接するアンテナによって共有される。たとえば、グランドプレーンの上の４分の１波長（λ／４）モノポールアンテナに関して、グランドプレーンにおける電流は、グランドプレーンの下の同等の４分の１波長ダイポールに類似する。いずれのメカニズムによっても受信アンテナ間での結合が発生し、このことは、受信アンテナから当該アンテナに結合される受信機回路に供給される信号間の相関を増大させるため、重大な問題である。これらの影響は、受信アンテナが互いに近接しているときに特に深刻である。
【０００６】
ＭＩＭＯチャネルは、アンテナ間のインパルス応答の行列として視覚化することができるチャネル行列［Ｈ］、又は時間チャネル行列によってモデル化することができる。チャネル行列は、複数の項、たとえばｈ11を有し、各複数の項は、それぞれのアンテナ間で作成される個別のサブチャネルのうちの１つを表す。図１は典型的なＭＩＭＯチャネルを示
す。送信側は３つの送信アンテナを有し、受信側は３つの受信アンテナを有する。ｈ11、ｈ21、及びｈ31は、それぞれの送信アンテナ及び受信アンテナ間のサブチャネルを表すベクトルである。明瞭にするために他のベクトルは示されていない。チャネル行列は以下のように書くことができる。
【０００７】
【数１】



【０００８】
それぞれの送信アンテナによって送信される信号がｘ1、ｘ2、及びｘ3によって表される場合、受信アンテナ７ａによって受信される信号ｙ1を、ｈ11ｘ1＋ｈ12ｘ2＋ｈ13ｘ3として表現することができる。このモデルは、受信アンテナ間の受信信号のいかなる再放射も計上していない。
【０００９】
ＳＩＳＯチャネルの情報容量（バイナリビット／秒）は、以下を示すシャノン−ハートレイの定理を使用して求めることができる。
【００１０】
【数２】



【００１１】
式中、Ｂはチャネルの帯域幅であり、ρは信号対雑音比である。
【００１２】
シャノン−ハートレイの定理によれば、チャネルの容量の理論的限界は、所与のビットエラー率を有する符号化信号の検出に関する信号対雑音比によって決定される。このことから、ノイズが存在する場合、情報はチャネルの理論上の容量よりも低い速度でそのチャネルを介して送信され得ることになる。
【００１３】
ｍ本の受信アンテナ及びｎ本の送信アンテナを有するＭＩＭＯチャネルの容量（ビット／秒／単位周波数）は以下のようであることが分かる。
【００１４】
【数３】



【００１５】
式中、Ｉmは単位行列であり、［Ｈ］tcは［Ｈ］の複素共役転置である。
【００１６】
乗算［Ｈ］［Ｈ］tcは、正規化され大きさが二乗された相関行列［Ｒ］に等しいことも分かる。したがって、ＭＩＭＯチャネルの容量は、以下のように書くこともできる。
【００１７】
【数４】



【００１８】
３×３の場合の相関行列は以下のように書くことができる。
【００１９】
【数５】



【００２０】
式中、たとえば、ｒ12は受信アンテナ７ａから供給された信号と７ｂから供給された信号との間の相関である。
【００２１】
チャネルが統計的に直交及び平行するＭＩＭＯシステムの場合、［Ｒ］は単位行列に類似することが分かる。したがって、式（２）は以下のように変形する。
【００２２】
【数６】




（ｎ＝ｍの場合）
【００２３】
したがって、理想的なチャネル状態の場合、容量は送信アンテナ及び受信アンテナの数ｎに対して線形に増大する。
【００２４】
しかしながら、上述したように、アンテナ間の結合によって、各受信アンテナから供給される信号間の相関が生じる。これは、各アンテナによって受信される信号間の相関が同じであるＭＩＭＯシステムを検討することによってモデル化することができる。これを、一定の相関係数ｒによって表すことができる。他の或る特定の単純化のための仮定を用いて、容量表現を以下のように概算することができる。
【００２５】
【数７】




（ｎ＝ｍの場合）
【００２６】
この式は、ｒ→０（相関なし）であるとき、ＭＩＭＯシステムの容量が、当該容量が送信アンテナ及び受信アンテナの数の線形倍である理想的なケース（式（４））に収束することを示す。しかしながら、相関が存在する、すなわち１＞ｒ＞０であるとき、相関の影響は、信号対雑音比における減少に類似する。たとえば、相関係数ｒ＝０．５は、信号対雑音比における３ｄＢの減少に相当する。このことの結論は、相関によって、システムは他のデータサブストリームからの同一チャネル干渉を受けるということである。
【００２７】
これらの式は、アンテナ間の結合がどのようにＭＩＭＯチャネルの容量を減少させるかを立証している。
【００２８】
１つの解決策は、各アンテナを他のアンテナの電磁界の到達範囲の外に設置して、それによって受信アレイの近隣のアンテナにおける信号間の相関を低減させて、任意の所与のＭＩＭＯアレイのアンテナが大きな空間分布を有することを確実にすることである。しかしながら、これは常に可能であるとは限らない。たとえば、小型装置では、アンテナの隔離は装置のサイズによって制限される。さらに、上述したように、結合はグランドプレーンにわたって発生する可能性がある。
【００２９】
偏波多様性及びパターン多様性は、異なって偏波された信号に対する感度が高い、異なって配向された放射パターンを有する受信アンテナを使用することによって達成される。理論上、偏波多様性は、結果として、隣接するアンテナによって生成される信号間の高い統計的独立をもたらす。しかしながら、実際には、複数のアンテナが、それらの近傍界領域が重なるほど互いに近接して設置されるとき、放射パターンは結合し、偏波及びパターンの多様性は著しく低減する。したがって、隣接するアンテナから供給される信号間の統計的独立も低減される。
【００３０】
教本である非特許文献１のページ２８〜３１において、互いに対する間隔が狭いアンテナ素子間の相互結合が通信性能に影響を与える可能性があることが述べられている。相互結合の影響は、ＭＩＭＯシステムの各受信アンテナから供給される信号間の相関を検討することによって評価される。次に信号間の相関を使用してシステム容量を求める。図４に示すＭＩＭＯネットワークモデルと同様のＭＩＭＯネットワークモデルが、この分析のために使用される。モデルは、送信アンテナアレイ及び受信アンテナアレイと、ＭＩＭＯ伝搬チャネルと、整合ネットワークと、受信増幅器と、負荷とを備える。ネットワークモデルを通じる信号フローは、散乱パラメータ（Ｓパラメータ）を使用して記述される。整合ネットワークのＳパラメータは、受信アンテナアレイのＳパラメータの複素共役転置となるように選択される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００３１】
【非特許文献１】Space-Time Processing of MIMO Communications （A. B. Gersham and N.D. Sidroponlos; 2005; Wiley）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
本発明の目的は、複数のアンテナを有する無線通信装置における信号受信を改善することである。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
本発明の一態様によれば、ソースから導出される複数の直交符号化データサブストリームを含む複数の信号を受信するために、２００ＭＨｚを超える１つ又は複数の周波数において動作する無線通信受信機装置であって、当該装置は、多様性を提供する少なくとも２つのアンテナと、アンテナアレイに結合される受信機回路であって、データサブストリームを検出するように構成される検出段、及び当該検出されたデータサブストリームを合成する合成段であって、ソースデータストリームを再生する、合成段を有する、受信機回路とを有し、アンテナのそれぞれは、５よりも大きい比誘電率を有する電気的に絶縁の固体材料のコアと、コアの外表面上に又は当該外表面に隣接して配置されると共に内部容積を画定する３次元アンテナ素子構造とを備え、コアの材料は上記内部容積の大部分を占める。
【００３４】
そのようなアンテナを用いて、近傍電磁界をアンテナの誘電体コア内に集中させることができる。この結果、そのようなアンテナに隣接する近傍界の範囲及び強度は、たとえばモノポールアンテナに関連付けられる近傍界と比較すると大幅に低減することになる。したがって、所与のアンテナ間隔の場合に隣接するアンテナ間の結合を大幅に低減することが可能であり、したがって、アンテナから取得される信号間の相関を低減することが可能である。
【００３５】
好ましくは、検出段は、アンテナアレイから当該検出段に供給される信号間に存在する、アレイのアンテナ間の相互干渉によって生じる相関をなくすために主に構成される補償ネットワークを備える。
【００３６】
好ましくは、補償ネットワークは、アンテナの下流にある回路の複数のＳパラメータが、アンテナアレイの複数のＳパラメータ（整合及び結合を表す）の複素共役転置となるように構成される。
【００３７】
好ましくは、アンテナのそれぞれは、各アンテナの動作周波数において、各アンテナが、当該周波数において受信されると共に第１の軸に沿って偏波された信号に関して、当該アンテナの放射パターンにおいて少なくとも１つの第１の最大値を有するように構成される。各アンテナの動作周波数において、各アンテナは、当該周波数において受信されると共に第２の軸に沿って偏波された信号に関して、当該アンテナの放射パターンにおいて少なくとも１つの第２の最大値を有する。
【００３８】
第１の最大値は第１の平面内に実質的に位置し、上記第２の最大値は第２の平面内に実質的に位置し、第１の平面は第２の平面に対し直交している。上記アンテナのそれぞれを、当該アンテナの関連付けられる第１の平面が、隣接するアンテナの第１の平面に対し直交するように装置内で配向することができる。このことは偏波多様性を提供し、典型的なマルチパス環境によって生じる偏波散乱を利用する。そのような構成は、本発明による可搬端末の異なる配向で信号強度を維持することにも寄与する。
【００３９】
好ましくは、各アンテナは、アンテナの動作周波数において、当該周波数において受信される信号に関して、各アンテナが当該アンテナの放射パターンにおいてヌルを有するように構成される。次に、装置は、アンテナのうちの少なくとも１つが、当該アンテナのヌルを受信アンテナのうちの別の受信アンテナに向けて方向付けするように配向されるよう
に配置することができる。またこれによって、すなわち、アンテナを当該アンテナの動作周波数において放射パターンにおいてヌルを有するように構成すると共にそれらを適切に配向することによって、アンテナ間の結合が低減する。したがって、近傍界は他のアンテナの方向において低減され、それによってアンテナ間の結合が低減する。
【００４０】
好ましくは、すべてのアンテナが、各アンテナのヌルがアンテナアレイの隣接するアンテナに向けて方向付けられるように配向される。
【００４１】
好ましくは、装置は、２．６５ＧＨｚ、３．５ＧＨｚ、又は５ＧＨｚの動作周波数を有する、受信信号と共に使用するように構成される。これらの周波数において、アンテナはそれらの最近接点において、それぞれ０．０４３ｍ、０．０３２５ｍ、及び０．０２２８ｍの距離だけ互いに隔離される。
【００４２】
好ましくは、アンテナはそれぞれ中心軸を有する。異なって配向された放射パターンを有するアンテナは、互いにより一層近接して位置決めすることができる。具体的には、それらのアンテナを、それらの軸を０．３８λ未満だけ離間させて位置決めすることができる。０．３８λは、動作周波数における電波の無線波長である。この数字は、Jakesのモデル（たとえば、Liang及びChin著「Downlink channel covariance matrix（DCCM） estimation....」（IEEE J. Sel. Area Commun., vol. 19, no. 2. pages 222-232, Feb 2001）を参照のこと）から取得される。
【００４３】
アレイが少なくとも３つのアンテナを含む場合、それらのアンテナのうちの少なくとも２つは同じ配向の放射パターンを有し、同じ配向を有するそれらのアンテナのそれぞれの軸は、最近傍の他のそのようなアンテナの軸から少なくとも０．３８λの距離だけ有利に離間され、異なって配向された放射パターンを有する隣接するアンテナでは、当該アンテナの軸が０．９１０λ未満だけ離間する。
【００４４】
各アンテナが無線通信装置のグランドプレーンから隔離されるように各アンテナに関連付けられる分離トラップが存在することができる。この構成は、グランドプレーンを通じたアンテナ間のいかなる直接結合も最小化する。これによって、近隣のアンテナからの信号間の相関が低減される。通常、トラップは、アンテナのアンテナ素子構造と、当該構造が結合される無線通信装置の無線周波数（ＲＦ）回路との間に位置決めされる、バランの形態をとる。給電構造に結合されると共にループの一部を形成する複数の延長アンテナ導体を有するアンテナの場合、トラップは連結導体を備えることができる。この連結導体はコアの外表面の近位部においてコアを取り囲む導電スリーブとすることができる。スリーブの近位端は給電構造の外部遮蔽部に接続され、給電構造は、コアの遠位端のアンテナ素子への接続部からコアの近位端までコアを貫通する。スリーブの効果は、アンテナの動作周波数において、スリーブの縁が近位端の給電構造の外部導体によって表される接地から効果的に隔離されることである。したがって、スリーブは、参照によりそれらの内容の全体が本明細書に援用される、英国特許出願公開第２２９２６３８号明細書及び英国特許出願公開第２３０９５９２号明細書に記載されているように分離トラップとしての役割を果たす。
【００４５】
好ましくは、各アンテナのコアは円筒形であり中心軸を画定する。各アンテナは、軸方向において実質的に同一の広がりを有する複数のアンテナ素子を有するアンテナ素子構造を備え、各素子は、コアの外表面上の又は当該外表面に隣接する、軸方向に離間した位置間に延びる。アンテナ素子構造は、離間した位置のうちの一方におけるアンテナ素子の部分を連結してループを形成する連結導体も備える。離間した位置のうちの他方におけるアンテナ素子の部分は、コアの遠位端においてアンテナの平衡した給電接続に結合される。
【００４６】
さらに、好ましくは、アンテナ素子のそれぞれの離間した部分は、上述した英国特許出願公開第２３０９５９２号明細書に記載されるように、実質的にコアの中心軸を含む単一平面内に位置する。各アンテナのアンテナ素子は、長さが等しく且つ螺旋状であり、それぞれが上記離間した位置間でコアの周囲を半回転する。アレイの各アンテナは、たとえば、上述したように、アンテナの給電接続において実質的に平衡した状態を促進するように構成される一体型トラップを備える。
【００４７】
好ましくは、装置は、共に当該装置をコンピュータにインタフェースするのに適した、コネクタ及びインタフェースをさらに備える。装置はユニバーサルシリアルバス装置又はＰＣＭＣＩＡカードとすることができる。
【００４８】
好ましくは、装置は、統計的に互いに独立である、異なって符号化されているサブストリームを受信するようになっている。好ましくは、装置はＭＩＭＯ通信装置である。好ましくは、装置は直交周波数分割多重又は直交拡散符号を使用して変調されたサブストリームと共に使用するように構成される。
【００４９】
好ましくは、装置は送受信機として構成され、アンテナはそれぞれデータストリーム送信のために構成される。
【００５０】
好ましくは、装置は送受信機として構成され、上記アンテナのうちの少なくとも２つは信号の送信のために構成され、少なくとも２つは信号の受信のために構成される。
【００５１】
別の態様では、本発明は、複数のマルチチャネル無線通信ネットワークにおいて２００ＭＨｚよりも大きい複数の周波数で使用する無線通信装置であって、少なくとも２つの送信アンテナと、単一のデータストリームを送信アンテナの数に対応する複数のデータサブストリームに分割するように構成される信号プロセッサと、各データサブストリームをアンテナのうちのそれぞれのアンテナに供給するように構成される符号化段とを備え、１組のデータサブストリームは直交符号化され、送信アンテナのそれぞれは、５よりも大きい比誘電率を有する電気的に絶縁の固体材料のコアと、コアの外表面上に又は当該外表面に隣接して配置されると共に内部容積を画定する３次元アンテナ素子構造とを備え、コアの材料は上記内部容積の大部分を占める、装置を提供する。
【００５２】
さらなる一態様では、本発明は、マルチチャネル無線通信システムであって、互いに通信するように構成される複数の無線通信装置を備え、各装置は、信号の受信又は送信のいずれかを行うように構成される少なくとも２つのアンテナを有し、各アンテナは、５よりも大きい比誘電率を有する電気的に絶縁の固体材料のコアと、コアの外表面上に又は当該外表面に隣接して配置されると共に内部容積を画定する３次元アンテナ素子構造とを有し、コアの材料は上記内部容積の大部分を占める、システムを提供する。
【００５３】
これより、図面を参照して例示として本発明を説明する。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】従来技術から既知であるＭＩＭＯシステムの概略図である。
【図２】本発明による第１の無線通信装置の図である。
【図３】図２に示す装置と共に使用するのに適した誘電体装荷アンテナの透視図である。
【図４】図２の無線通信装置を組み込むＭＩＭＯ通信システムの一部の概略図である。
【図５】図３のアンテナの放射パターンを示す図である。
【図６】図３のアンテナの放射パターンを３次元で示す図である。
【図７】垂直偏波信号に関して、図３のアンテナの放射パターンを３次元で示す図である。
【図８】図３のアンテナの水平偏波信号を表す放射パターンを３次元で示す図である。
【図９】本発明による代替的な無線通信装置の図である。
【発明を実施するための形態】
【００５５】
図１を参照すると、ＭＩＭＯ無線通信システム１において、データストリーム２は、送信端において、送信機信号プロセッサ４によって複数の直交符号化サブストリーム３に分割される。次に、サブストリームは、送信機５によって、それぞれの送信アンテナ６ａ、６ｂ、及び６ｃを介して送信される。受信端において、各受信アンテナ７ａ、７ｂ、及び７ｃは、送信アンテナによって送信されるすべての信号を受信する。さらに、各受信アンテナは、建物のような、環境における物体によって生じる、個別のサブストリームの任意の反射されたバージョンを受信する。受信アンテナは受信機８に結合され、受信機８から、受信したサブストリーム９が受信機信号プロセッサ１０に渡される。受信機信号プロセッサは、受信したサブストリームを結合して、再構成されたデータストリーム１１を作成する。これはデータ多重化プロセスを含む。所与の散乱環境内に存在するＭＩＭＯチャネルを、チャネル行列［Ｈ］によって表すことができる。この行列は、送信機から直交トレーニングシーケンスを送信することによって、既知の様式で特徴付けられる。
【００５６】
図１のシステムにおいて使用することができる本発明による無線通信装置２０が図２に示される。図２を参照すると、この装置２０は、パーソナルコンピュータ等への接続に適したＵＳＢ（ユニバーサルシリアルバス）インタフェース２１を有する。装置２０の構成要素はケーシング２２内に収容される。ＵＳＢインタフェースは、ケーシング２２の１つの測縁に沿って位置決めされるＵＳＢコネクタ２３を備える。装置２０は、２つの受信アンテナ２４、２５と、１つの送信アンテナ２６とを備える。それらのアンテナは、信号プロセッサ２８に結合される送信機／受信機２７に結合される。信号プロセッサ２８はＵＳＢインタフェース２１に結合される。図４を参照して以下でより詳細に説明されるように、アンテナはすべて誘電体装荷アンテナである。無線通信装置２０は２つの受信アンテナを備えているため、受信信号のＭＩＭＯ通信に適している。無線通信装置２０は単一の送信アンテナしか備えていないため、信号をＭＩＭＯベースで送信することができない。
【００５７】
図３を参照すると、図２に示される無線通信装置で使用するアンテナ４０は、セラミックコア４１の円筒状の外表面上の金属性導体トラックとして形成される、縦方向に延びる螺旋状の２つのアンテナ素子４０Ａ、４０Ｂを有するアンテナ素子構造を有する。コア４１は、軸給電構造を収容する軸路４２を有する。同軸給電構造は、金属性外部４３と、同軸内部給電導体４４とを備える。この場合の内部導体４４及び外部４３は、コアの遠位端面４１Ｄ上の給電位置において、給電線をアンテナ素子４０Ａ、４０Ｂに結合するための給電構造を形成する。アンテナ素子構造は、対応するラジアルアンテナ素子４０ＡＲ、４０ＢＲも備え、それらは遠位端面４１Ｄ上の金属性トラックとして形成され、それぞれの縦方向に延びる素子４０Ａ、４０Ｄの直径方向において対向している端４０ＡＥ、４０ＢＥを給電構造に接続する。アンテナ素子４０Ａ、４０Ｂの他方の端４０ＡＦ、４０ＢＦも直径方向において対向しており、コア４１の近位端部分を取り囲むめっきされたスリーブの形態の環状の共通仮想接地導体４５によって連結される。このスリーブ４５はさらに、コア４１の近位端面４１Ｐ上のめっき４６によって、軸路４２のライニング４３に接続される。
【００５８】
好ましくは、導電スリーブ４５はアンテナコア４１の近位部を覆い、それによって給電構造４３、４４を取り囲み、コア４１の材料がスリーブ４５と軸路４２の金属性ライニング４３との間の空間全体を埋める。スリーブ４５は、コア４１の近位端面４１Ｐのめっき
４６によってライニング４３に接続される円筒を形成し、スリーブ４５及びめっき４６の組み合わせによりバランが形成される。それによって、給電構造４３、４４によって形成される送信線における信号が、アンテナの近位端における不平衡状態とスリーブ４５の上縁４５Ｕのほぼ平面内にある軸位置における平衡状態との間で変換される。
【００５９】
このアンテナのさらに好ましい特徴を英国特許出願公開第２３０９５９２号明細書において見つけることができる。同様の構造及び特徴を有するアンテナが、国際公開第００／７４１７３号パンフレット及び英国特許出願公開第２３９９９４８号明細書において記載されている。
【００６０】
上述した誘電体装荷アンテナは、近傍電界を、コアの誘電材料内に集中させる。アンテナが信号を受信すると、アンテナ素子内で誘起された電圧は、アンテナの周りに非常に小さな電界を生み出す。再び図２を参照すると、その電界は十分に小さいため、隣接する受信アンテナ（アンテナ２４又は２５）が他方のアンテナの電界によってあまり大きく励起されない。したがって、アンテナ間の結合は、従来のモノポールアンテナと比較して大きく低減される。これは、各受信アンテナから供給される信号間の相関が大きく低減されることを確実にする。
【００６１】
上述したように、アンテナ４０は、バランとして機能するスリーブ４５を有する。スリーブ４５のさらなる効果は、アンテナの動作周波数範囲にある信号に関し、スリーブ４５の縁４５Ｕが、給電構造の外部導体４３によって表される接地から効果的に分離されることである。これは、アンテナ素子４０Ａとアンテナ素子４０Ｂとの間を循環する電流が縁４５Ｕにとどめられ、したがって、螺旋状のアンテナ素子及び縁によって形成されるループが分離されることを意味する。したがって、スリーブ４５はこのように分離トラップとしての役割を果たす。図２を参照すると、受信アンテナ２４、２５は、共に装置２０のグランドプレーンから分離される。これは、受信アンテナ２４、２５によって信号が受信されるとき、２つのアンテナ間に電流が全く流れず、したがってそれらのアンテナは装置のグランドプレーンを介して導電的に結合されないことを意味する。これによって、各受信アンテナによって生成される信号間の相関が低減する。
【００６２】
このことによる別の利点は、アンテナが設置されるケーシング２２が、放射（この場合受信）構造の一部を形成しないことである。これは、各アンテナの放射素子がグランドプレーンから分離され、したがってケーシングからも分離されるためである。これは、ユーザがケーシングを扱うとき、アンテナ間の結合度が大きく変化しないことを意味する。対照的に、従来のモノポールアンテナはケーシングから分離されていない。したがって、ケーシングは、２つのメカニズムに従って放射構造の一部としての役割を果たす。第１に、ケーシングからのすべての反射はアンテナに向かって放射される。第２にケーシングは受信機グランドプレーンを通じた結合を介して、アンテナ素子を直接励磁する。ユーザがボックスを扱う場合、アンテナ間の結合度は変化する。
【００６３】
装置２０のこの特徴は、大きな利点をもたらす。それは、受信アンテナ間の結合が比較的静的であるということである。したがって、相関行列［Ｒ］は受信アンテナ間の結合を表す。次に、アレイ合成ネットワークを使用して結合の影響を除去することができる。アレイ合成ネットワークを使用して、アンテナから供給された信号に逆電力潮流を加え、各アンテナから供給された信号の、アンテナ間の結合を表す部分を除去することができる。
【００６４】
図４を参照すると、ＭＩＭＯ通信システムにおいて、送信アンテナアレイ５０は、チャネル［Ｈ］を介して受信アンテナアレイ５１に信号を送信する。送信アンテナアレイ５０は２つの送信アンテナ５０Ａ、５０Ｂを備える。受信アレイ５１は２つの受信アンテナ５１Ａ、５１Ｂを備え、それらはアンテナ２４、２５に対応する。受信アンテナ５１Ａ、５
１Ｂは共に整合・合成ネットワーク５２に結合され、整合・合成ネットワーク５２は増幅器アレイ５３に結合される。増幅器アレイ５３は２つの増幅器５３Ａ、５３Ｂを備え、増幅器５３Ａは受信アンテナ５１Ａに対応し、増幅器５３Ｂは受信アンテナ５１Ｂに対応する。各増幅器はそれぞれの負荷５４Ａ、５４Ｂに結合される。
【００６５】
図４において、負荷５４Ａ、５４Ｂは、増幅器５３Ａ、５３Ｂの下流にあるすべての回路を表す。負荷電圧ベクトルは、増幅器アレイからの反射（図４のａ2）に関して表現される。この反射成分は大きく、おそらくシステムにおける最大の反射係数であろう。これを（従来技術の場合のように）単に雑音であると見なすことはできない。受信アンテナアレイ５１から下流にあるネットワーク全体（図４のアンテナアレイ５１の右側）のＳパラメータは、それぞれアンテナ間を結合する、受信アンテナのＳパラメータの複素共役転置と等しくなるように選択されなくてはならない。
【００６６】
整合・合成ネットワーク５２は、インピーダンス整合の機能を、結合の影響を除去する機能と共に提供する。整合及び結合は、たとえば、受信アンテナ間の結合が整合に影響を及ぼすという点で関連している。それらの機能は共に、整合・合成ネットワーク５２のＳパラメータを、受信アンテナアレイのＳパラメータの複素共役転置になるように設定することによって実施される。
【００６７】
整合・合成ネットワーク５２のために必要とされるＳパラメータを導出する１つの技法は、ネットワークアナライザを利用する。ネットワークアナライザは受信アンテナのアセンブリに接続され、関連付けられる給電導体がそれらをネットワーク５２に結合する。試験信号が１つのアンテナに当該アンテナの給電導体を介して供給され、反射信号及び他のアンテナの給電導体で生成される信号の両方が測定される。別のアンテナに供給される試験信号に関して同じことが行われ、各アンテナに関して以下同様である。次に、結果を使用して、アンテナアレイを表すｎ×ｎのＳパラメータ行列を生成し（ｎは受信アンテナの数である）、このＳパラメータ行列から、整合・合成ネットワークのための複素共役転置Ｓパラメータ行列が計算される。
【００６８】
ここで、図３においてそれらのうちの１つが示される複数のアンテナ自体を参照すると、各アンテナのアンテナ素子構造は、アンテナがその放射パターンにおいて横方向のヌルを有するように機能する半回転の螺旋状素子４０Ａ、４０Ｂを有する。ヌルは、軸４１Ａに対して横方向且つ面４７に対して垂直に方向付けられる。したがって、放射パターンは、図５によって示すように、垂直面及び水平面の両方において、軸４１Ａに対して横方向にほぼ８の字形状となる。図３の透視図に関する放射パターンの配向は、図３及び図５の両方に示される、軸Ｘ、Ｙ、Ｚを含む軸システムによって示される。放射パターンはアンテナの各側に１つずつ、２つのヌル又はノッチを有し、それぞれが図３に示す線４８を中心としている。
【００６９】
アレイ内のアンテナ配向を選択することによって、それらのアンテナの放射パターンを使用して偏波多様性を提供することができる。まず、放射パターンをより詳細に検討するべきである。
【００７０】
図６は、すべての偏波モードが合成される場合の、図５に示す放射パターンの３次元表現である。この放射パターンは、ｙ方向にヌルを有し、これは図３の矢印４８に対応する。対応するヌルは、ｙ軸に沿った反対方向に存在する。
【００７１】
図７は、垂直方向に偏波される信号のみの場合の、図３に示すアンテナの３次元の放射パターンを示す。図７から分かるように、アンテナはｘｙ平面において実質的に無指向性であり、ｙｚ平面においてｙ軸からヌルが外向きに延びている。
【００７２】
ここで、代わりに水平偏波の場合のパターンに注目すると、図８は、ｙｚ平面の各象限の最大値を示しているが、それらの最大値はｙ軸自体までは延びていない。最大値はｚ軸に沿って存在するが、ｚ軸からｚｘ平面に沿って外向きに延びていない。
【００７３】
再び図２を参照すると、受信アンテナ２４は、受信アンテナ２４のｘ軸が矢印２９によって示される第１の方向を有し、且つ受信アンテナ２４のｙ軸が矢印３０によって示される第２の方向を有するように、無線通信装置２０内に配向される。図６から分かるように、アンテナ２４のヌルは、アンテナ２４のｙ軸に沿って方向付けられる。したがって、アンテナ２４の放射パターンにおけるヌルのうちの１つは第２の方向、すなわち受信アンテナ２５の方向に方向付けられる。さらに、垂直偏波を表す放射パターンにおける最大値が矢印２９に平行に方向付けられ、一方、水平偏波を表す放射パターンにおける最大値は矢印２９に平行に方向付けられない。これは図７及び図８から分かる。このように、アンテナ間の結合が低減される。
【００７４】
アンテナ２５は、アンテナ２５のｚ軸が矢印２９に平行であり、且つアンテナ２５のｙ軸が矢印３０に平行であるように無線通信装置２０内に配向される。したがって、アンテナ２５の放射パターンにおけるヌルは、矢印３０に平行に、且つ受信アンテナ２４の方向に方向付けられる。さらに、水平偏波を表す放射パターンの最大値は、矢印２９に概ね平行に方向付けられる。
【００７５】
この構成は、偏波多様性及びパターン多様性を提供する。上述したように、アンテナ２４及び２５は、アンテナ２４が矢印２９に平行な方向で受信される垂直偏波信号を受信するのにより適し、且つアンテナ２５がその方向で受信される水平偏波信号を受信するのにより適しているように配向される。装置２０を組み込むＭＩＭＯシステムにおいて、それぞれが、受信アンテナ２４、２５のうちの一方の偏波に対応する偏波を有する信号を送信するように配向されている、２つの送信アンテナを使用することができる。
【００７６】
上述したアンテナが使用されるとき、偏波多様性は特に有益である。これは、異なって偏向された電波を受信するように構成されるアンテナ間の結合が低減するためである。上述したように、図３を参照して説明した誘電体装荷アンテナは、近傍界エネルギーのほとんどがアンテナの誘電体コア内に蓄えられるため、小さな近傍界到達距離を有する。これによって、従来のアンテナと比較して、アンテナを互いにより近接して設置することが可能になる。実際には、受信アンテナ間の最小の隔離は、アンテナのコアの誘電率に応じて決まり、意図されるケーシング２２のサイズに応じて最適化することができる。
【００７７】
上述したようにアンテナの配向を選択することによって達成される偏波多様性を使用することによって、隣接する受信アンテナを、空間多様性を維持しながら、０．３８λ未満の隔離で設置することが可能になる。近傍界の範囲が他のタイプのアンテナ未満なため、隣接するアンテナの近傍界領域は重ならず、放射パターンが実質的に合成されて個別のパターンを破壊することはない。最適な構成は、自身のパターンの最大値がそれぞれｘ軸、ｙ軸、又はｚ軸のうちの１つに位置合わせされるように配向される、３つの受信アンテナを有する。これらのアンテナは、長さ０．３８λの空間内に一列に設置することができる。
【００７８】
この構成のさらなる態様は、アンテナ２４及び２５の放射パターンにおけるヌルが互いに向かって方向付けられるということである。結果として、受信アンテナ２４、２５の方向への受信信号の再放射が他の方向よりも少なくなり、その結果、アンテナ間の結合がさらに低減される。
【００７９】
送信機から受信される信号と、同一の放射パターンを有する隣接するアンテナからの再放射によって受信される信号との間の相関は、隣接するアンテナがそれらの最近傍点で少なくとも０．３８λだけ離間される場合に大幅に低減することができる。ここで、λは所望される信号の中心周波数の無線波長である。同一の放射パターンを有するアンテナを備えると共に、２．６５ＧＨｚの周波数で使用するようになっている無線通信装置では、０．３８λである。同様に構成される装置を、他の周波数、たとえば３．５ＧＨｚ及び５ＧＨｚを中心とする信号を用いて使用することができる。その場合、０．３８λはそれぞれ３．２５ｃｍ及び２．２８ｃｍである。しかしながら、小型装置に関しては、装置をこの長さだけ隔離することは常に実際的であるとは限らない。
【００８０】
しかしながら、異なる放射パターンを有する２つのアンテナが使用され、それぞれが統計的に独立した信号を受信するために使用される場合、送信機によって受信される信号と隣接するアンテナからの再放射によって受信される信号との間の相関を大きく増加させることなく、アンテナを互いに０．３８λよりも近接して設置することができる。したがって、図２を参照すると、受信アンテナ２４及び２５を、受信信号の中心周波数において、それらの最近傍点で０．３８λよりも互いに近接して位置決めすることができる。好ましくは、２．６５ＧＨｚの中心周波数で動作しているシステムにおいて、受信アンテナ２４及び２５はそれらの最近傍点において互いから２ｃｍ未満に位置決めされる。これによって、装置の全体的なサイズを低減することが可能になる。
【００８１】
図９を参照すると、本発明による代替的な無線通信装置６０は、パーソナルコンピュータ等への接続に適切な、ＰＣＭＣＩＡ（パーソナルコンピュータメモリカード国際協会）装置の形態である。装置は４つのアンテナ６１、６２、６３、及び６４を備える。アンテナのうちの２つ６１及び６３は受信アンテナであり、他の２つのアンテナ６２及び６４は送信アンテナである。それらのアンテナは送信機／受信機６５に結合され、送信機／受信機６５は信号プロセッサ６６に結合される。信号プロセッサ６６はＰＣＭＣＩＡインタフェース６７に結合される。図３に関連して上述したように、アンテナはすべて誘電体装荷アンテナである。無線通信装置６０は、受信信号及び送信信号それぞれのための２つのアンテナを備えるため、受信信号のＭＩＭＯ通信及び送信信号のＭＩＭＯ通信に適している。
【００８２】
装置６０における、且つ互いに対する受信アンテナ６１及び６３の配向は、図５を参照して上述した第１の無線通信装置におけるものと同じである。同じことが送信アンテナ６２及び６４にも当てはまる。

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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソースデータストリームから導出される複数の直交符号化データサブストリームを含む複数の信号を受信するために、２００ＭＨｚを超える１つ又は複数の周波数において動作する無線通信受信機装置であって；アンテナ多様性を提供する少なくとも２つのアンテナを有するアンテナアレイと；該アンテナアレイに結合される受信機回路であって、前記データサブストリームを検出するように構成される検出段、及び該検出されたデータサブストリームを合成する合成段であって、前記ソースデータストリームを再生する、合成段を有する、受信機回路とを備え；前記アンテナのそれぞれは、５よりも大きい比誘電率を有する電気的に絶縁の固体材料のコアと、該コアの外表面上に又は該外表面に隣接して配置されると共に内部容積を画定する３次元アンテナ素子構造とを備え；前記コアの前記材料は前記内部容積の大部分を占める、装置。
【請求項２】
前記検出段は、前記アンテナアレイから該検出段に供給される信号間に存在する、該アレイの前記アンテナ間の相互干渉によって生じる相関をなくすために主に構成される補償ネットワークを備える、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記補償ネットワークは、前記アンテナの下流にある前記回路の複数のＳパラメータが、前記アンテナアレイの複数のＳパラメータの複素共役転置と等しくなるように構成される、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記アンテナのそれぞれは、該アンテナの共通動作周波数において、各アンテナが、第１の軸に沿って偏波された電波に関して、該アンテナの放射パターンにおいて少なくとも１つの第１の最大値を有し、且つ、第２の軸に沿って偏波された電波に関して、該アンテナの放射パターンにおいて少なくとも１つの第２の最大値を有するように構成される、請求項１，２又は３に記載の装置。
【請求項５】
前記第１の最大値は第１の平面内に実質的に位置し、且つ、前記第２の最大値は前記第１の平面と異なる第２の平面内に実質的に位置する、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記第１の平面は前記第２の平面に対し直交する、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記アンテナのそれぞれは、該アンテナの関連付けられる第１の平面が、該アンテナに隣接するアンテナの前記第１の平面に対し直交するように前記装置内で配向される、請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記第１の軸は水平軸であり、前記第２の軸は垂直軸である、請求項４〜７のいずれか１項に記載の装置。
【請求項９】
前記アンテナのそれぞれは、該アンテナの共通動作周波数において、該周波数において受信される信号に関して、各アンテナが該アンテナの放射パターンにおいてヌルを有するように構成され、なお、前記アンテナのうちの少なくとも１つがそれぞれのヌルが前記アンテナのうちの別のアンテナに向けて方向付けられるように配向される、請求項１〜８のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１０】
すべての前記アンテナが、各アンテナの放射パターンにおけるヌルが前記アンテナのうちの別のアンテナに向けて方向付けられるように配向される、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記アンテナの前記動作周波数は、２．６５ＧＨｚ、３．５ＧＨｚ、又は５ＧＨｚである、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１２】
前記アンテナはそれぞれ中心軸を有し、異なって配向された放射パターンを有する隣接するアンテナの前記中心軸は、０．３８λ未満の距離だけ離間され、ここで、λは動作周波数における受信波の無線波長である、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１３】
前記アレイは、同じ配向の放射パターンを有する少なくとも２つのアンテナを含み、そのようなアンテナのそれぞれの前記軸は、最近傍の他のそのようなアンテナの前記軸から少なくとも０．３８λの距離だけ離間され、異なって配向された放射パターンを有する隣接するアンテナでは、該アンテナの軸が０．１９λ未満だけ離間する、請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記アンテナのそれぞれは、前記装置のグランドプレーンから分離される放射素子を有する、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１５】
前記アレイの各アンテナは平衡した給電接続を有する。請求項１〜１４のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１６】
前記アレイの各アンテナは関連付けられるバランを有する、請求項１〜１５のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１７】
前記バランは前記アンテナの一体的に形成された部分である、請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】
前記アンテナのそれぞれの前記コアは中心軸を画定し、前記アンテナ素子構造は少なくとも２つのアンテナ素子を備え、該アンテナ素子はそれぞれ軸方向において実質的に同一の広がりを有し、各素子が前記コアの前記外表面上の又は該外表面に隣接する、軸方向に離間した位置間に延び、なお、前記アンテナ素子構造は、前記離間した位置のうちの一方における前記アンテナ素子の部分を連結してループを形成する連結導体をさらに備え、前記離間した位置のうちの他方における前記アンテナ素子の部分は前記給電接続に結合される、請求項１〜１７のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１９】
前記アンテナのそれぞれの前記コアは円筒形である、請求項１８に記載の装置。
【請求項２０】
前記アンテナ素子のそれぞれの離間した部分は、実質的に前記コアの前記中心軸を含む単一平面内に位置する、請求項１８又は１９に記載の装置。
【請求項２１】
前記アンテナのそれぞれの前記アンテナ素子は、長さが等しく且つ螺旋状であり、それぞれが前記離間した位置間で前記コアの周囲を半回転する、請求項２０に記載の装置。
【請求項２２】
前記アンテナは、該アンテナの給電接続において実質的に平衡した状態を促進すると共に、前記アンテナ素子構造を前記装置のグランドプレーンから分離するように構成される一体型トラップをそれぞれ備える、請求項１〜２１のいずれか１項に記載の装置。
【請求項２３】
前記アンテナのそれぞれは、中心ボアと、該ボア内に搭載される給電構造とを備え、該給電構造は前記コアの遠位端において前記アンテナ素子に結合される、請求項２２に記載の装置。
【請求項２４】
前記アンテナのそれぞれの前記連結導体は、前記コアの前記外表面の近位部上に円筒状の導電スリーブを備え、該スリーブの近位端は前記給電構造の外部遮蔽部に接続される、請求項２３に記載の装置。
【請求項２５】
共に前記装置をコンピュータにインタフェースするのに適した、コネクタ及びインタフェースをさらに備える、請求項１〜２４のいずれか１項に記載の装置。
【請求項２６】
前記装置はユニバーサルシリアルバス装置であり、前記インタフェースはユニバーサルシリアルバスインタフェースである、請求項２５に記載の装置。
【請求項２７】
前記装置はＰＣＭＣＩＡカードであり、前記インタフェースはＰＣＭＣＩＡインタフェースである、請求項２５に記載の装置。
【請求項２８】
統計的に独立であるように符号化されている、異なって符号化されているサブストリームを受信するように構成される、請求項１〜２７のいずれか１項に記載の装置。
【請求項２９】
前記装置はＭＩＭＯ通信装置である、請求項２８に記載の装置。
【請求項３０】
直交周波数分割多重を使用して変調されたデータサブストリームと共に使用するように構成される、請求項２８又は２９に記載の装置。
【請求項３１】
直交拡散符号を使用して変調されたデータサブストリームと共に使用するように構成される、請求項３０に記載の装置。
【請求項３２】
前記装置は送受信機として構成され、前記アンテナはデータストリーム送信のためにそれぞれ接続される、請求項１〜３１のいずれか１項に記載の装置。
【請求項３３】
前記装置は送受信機として構成され、前記アンテナのうちの少なくとも２つはデータストリームの送信のために接続され、少なくとも２つは信号の受信のために接続される、請求項１〜３１のいずれか１項に記載の装置。
【請求項３４】
複数のマルチチャネル無線通信ネットワークにおいて２００ＭＨｚよりも大きい複数の周波数で使用する無線通信装置であって；少なくとも２つの送信アンテナと；単一のデータストリームをアンテナの数に対応する１組のデータサブストリームに分割するように構成される信号プロセッサと；各データサブストリームを符号化された信号として前記アンテナのうちのそれぞれのアンテナに供給するように構成される符号化段とを備え；前記１組のデータサブストリームは直交符号化され；前記送信アンテナのそれぞれは、５よりも大きい比誘電率を有する電気的に絶縁の固体材料のコアと、該コアの外表面上に又は該外表面に隣接して配置されると共に内部容積を画定する３次元アンテナ素子構造とを備え；前記コアの前記材料は前記内部容積の大部分を占める、装置。
【請求項３５】
マルチチャネル無線通信システムであって；互いに通信するように構成される複数の無線通信装置を備え；各装置は、信号の受信又は送信のいずれかを行うように構成される少なくとも２つのアンテナを有し；該少なくとも２つのアンテナのそれぞれは、５よりも大きい比誘電率を有する電気的に絶縁の固体材料のコアと、該コアの外表面上に又は該外表面に隣接して配置されると共に内部容積を画定する３次元アンテナ素子構造とを有し；前記コアの前記材料は前記内部容積の大部分を占める、システム。
【請求項３６】
ＭＩＭＯ通信システムである、請求項３５に記載のシステム。

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A RADIO COMMUNICATION SYSTEM

The present invention relates to a radio communication device and, in particular, radio communication devices for use in a multi-channel radio communication system.

In the field of radio communications, multiple-input multiple-output (MIMO) systems transmit signals over at least two antennas and receive signals over at least two antennas. A typical MIMO communication system is shown in Figure 1 , which is described in more detail below. A data stream is split into a number of independent sub-streams and each sub-stream is transmitted over a different antenna using the same frequency band. Each signal is coded to be statistically independent from the other signals. At the receiver, each antenna receives the signals transmitted by all of the transmit antennas, as well as any multipath signals arising in the local environment. The received signals are processed to isolate individual data sub-streams, to the maximum extent possible according to channel conditions, which are then recombined to recreate the original datastream.

The separate transmit signals may be coded to be statistically independent using orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) techniques or code division multiple access (CDMA) techniques. Coding ensures low correlation between signals.

The throughput of a MIMO system promises to be much greater than an equivalent SISO (single-input single-output) system. This additional throughput can potentially come with no increase in bandwidth or overall transmit power. MIMO systems work best in environments in which there is a large amount of scattering, such as environments which can be modelled with independent Rayleigh fading. Scattering of this nature functions as a spatial multiplexer, which spatially decorrelates the signals. In such environments, the receive antennas receive independent linear combinations of the signals transmitted along many paths. It follows that outputs of the receive antennas are linear combinations of the transmitted signals which can distinguished from each other.

In a conventional MIMO system, coupling between receive antennas occurs according to two mechanisms. Firstly, each receive antenna receives signals from the transmitter which induce currents in the conductive structure of the antenna. The induced currents generate their own electromagnetic fields which re-radiate corresponding signals. These re-radiated signals are received by adjacent antennas. Secondly, in a typical system, signals generated by the antennas result in currents in a receiver ground plane and these currents are shared by adjacent antennas. For example, with a monopole quarterwave (λ/4) antenna over a ground plane, currents in the ground plane mimic an equivalent quarterwave dipole below the ground plane. By whichever mechanism coupling occurs between receive antennas, it is a serious problem as it causes an increase in the correlation between the signals fed from the receive antennas to receiver circuitry coupled to the antennas. These effects are particularly severe when the receive antennas are close together.

A MIMO channel can be modelled by a channel matrix [H] which can be visualised as a matrix of antenna-to-antenna impulse responses, or a temporal channel matrix. The channel matrix has a plurality of terms, e.g. hn each representing one of the individual sub-channels which are created between respective antennas. Figure 1 shows a typical

MIMO channel. The transmit side has three transmit antennas and the receive side has three receive antennas. hut h2i and A3/ are vectors which represents the sub-channels between respective transmit and receive antennas. Other vectors are not shown for clarity. The channel matrix can be written as follows:



If the signals transmitted by the respective transmit antennas are represented by xj, x2, and Xi, then the signal yi received by receive antenna 7a can be expressed as huxj + hnxi + hj 3X3. This model does not account for any reradiation of received signals between receive antennas.

The information capacity of a SISO channel (in binary bits per second) can be determined using the Shannon-Hartley Law which states:

C = B-log2(l + p) b/s (1) where: B is the bandwidth of the channel; and p is the signal-to-noise ratio.

The theoretical limit of the capacity of a channel, according to the Shannon-Hartley Law,is determined by the signal-to-noise ratio for the detection of a coded signal having a given bit error rate. It follows from this that in the presence of noise, information can be transmitted over a channel at a rate less than the theoretical capacity of the channel.

It can be shown that the capacity (in bits per second per unit frequency) of a MIMO channel having m receive antennas and n transmit antennas is:

C = log 2det[[IJ + (p/ n)[H][H f] b/s/Hz (2)

where: Im is the identity matrix; and

[HJ is the complex conjugate transpose of [H]

It can also be shown that the multiple [H][H]tc is equal to the normalised magnitude squared correlation matrix [R]. Thus, the capacity of the MIMO channel can also be written as:

C = log2 det [[I m ] + {pl n)[R]] b/s/Hz (3)

The correlation matrix for the 3 x 3 case can be written as follows:



where: m is the correlation of between signals fed from the receive antennas 7a and 7b, for example.

In the case of a MIMO system in which the channels are statistically orthogonal and parallel, [R] can be shown to be similar to the identity matrix. Equation (2) therefore reduces to:

C = nlog2\\. + (p/?)] b/s/H.z (when n = m) (4)

Thus, with ideal channel conditions, the capacity increases linearly with respect to the number n of transmit and receive antennas.

However, as noted above, coupling between antennas causes correlation between the signals fed from each receive antenna. This can be modelled by considering a MIMO system in which the correlation between signals received by each antenna is the same. This can be represented by a uniform correlation coefficient r. With certain other simplifying assumptions, the capacity expression can be approximated as:

C ≪ nlog2 (1 + (p I n)(\ - r)) b/s/Hz (when n = m) (5)

This equation shows that when r → 0 (no correlation), the capacity of a MIMO system converges to the ideal case (equation (4)) in which the capacity is a linear multiple of the number of transmit and receive antennas. However, when correlation is present, 1 > r >

0, the effect of correlation is similar to a reduction in the signal-to-noise ratio. For example, a correlation coefficient r = 0.5 is equivalent to a 3dB reduction in signal-to-noise ratio. A consequence of this is that correlation causes the system to suffer co-channel interference from other data sub-streams.

These equations demonstrate how coupling between antennas reduces the capacity of the MIMO channel.

One solution is to ensure the antennas of any given MIMO array have a large spatial distribution, placing each antenna outside the reach of the electromagnetic fields of other antennas, thereby reducing correlation between signals on neighbouring antennas in the receive array . However, this is not always possible. In small devices, for instance, the separation of the antennas is limited by the size of the device. Furthermore, as noted above coupling can occur across the ground plane.

Polarisation and pattern diversity are achieved by using receive antennas with differently oriented radiation patterns which are sensitive to differently polarised signals.

Theoretically, polarisation diversity results in high statistically independence between signals generated by adjacent antennas. However, in practice, when antennas are placed close together to the extent that their near-field regions overlap, the radiation patterns combine, and polarisation and pattern diversity is significantly reduced. The statistical independence between signals fed from adjacent antennas is therefore also reduced.

In the textbook Space-Time Processing of MIMO Communications (A. B. Gersham and N. D. Sidroponlos; 2005; Wiley) at pages 28 to 31, it is noted that mutual coupling between closely spaced antenna elements can impact on communication performance. The effect of mutual coupling is evaluated by considering the correlation between signals fed from each receive antenna in a MIMO system. The correlation between signals is then used to determine system capacity. A MIMO network model, similar to that shown in Figure 4, is used for this analysis. The model includes transmit and receive antenna arrays, a MIMO propagation channel, a matching network, receive amplifiers and loads. The flow of signals through the network model is described using scattering parameters

(s-parameters). The s-parameters of the matching network are selected to the complex conjugate transpose of the s-parameters of the receive antenna array.

It is an object of the present invention to improve signal reception in a radio communication device having a plurality of antennas.

According to one aspect of the invention, a radio communication receiver device for operation at one or more frequencies in excess of 200MHz for receiving a plurality of signals containing orthogonally coded data sub-streams derived from a source having at least two antennas to provide diversity, and, coupled to the antenna array, receiver circuitry having a detection stage arranged to detect the data substreams and a combiner stage for combining the detected data sub-streams to recover the source data stream, and wherein each of the antennas comprises: an electrically insulative core of solid material having a relative dielectric constant greater than 5, and a three-dimensional antenna element structure disposed on or adjacent the outer surface of the core and defining an interior volume, the material of the core occupying the major part of the said interior volume.

With such an antenna, the electromagnetic near-field can be concentrated within the dielectric core of the antenna. This results in a significant reduction in the extent and strength of the near- field adjacent such an antenna when compared with, for example, the near-field associated with a monopole antenna. It is possible, therefore, for a given antenna spacing, significantly to reduce the coupling between adjacent antennas and, therefore, to reduce the correlation between signals obtained from the antennas.

Preferably, the detection stage includes a compensating network configured largely to cancel correlation existing between signals fed to the detection stage from the antenna array caused by interaction between the antennas of the array.

The compensating network is preferably configured so that S-parameters of the circuitry downstream of the antennas are the complex conjugate transpose of the S-parameters (representing matching and coupling) of the antenna array.

Preferably, each of the antennas is configured such that, at an operational frequency of each antenna, each antenna has at least one first maximum in its radiation pattern, with respect to a signal received at that frequency and polarised along a first axis. At an operational frequency of each antenna, each antenna has at least one second maximum in its radiation pattern with respect to a signal received at that frequency and polarised along a second axis.

The first maximum may lie substantially in a first plane and the said second maximum substantially in a second plane, the first plane being orthogonal to the second plane. Each of said antennas may be oriented within the device such that its associated first plane, is orthogonal to a first plane of an adjacent antenna. This provides polarisation diversity and takes advantage of the polarisation scattering caused by a typical multipath environment. Such an arrangement also contributes to maintaining signal strength with different orientations of a portable terminal in accordance with the invention.

Preferably, each antenna is configured such that, at an operational frequency of the antennas, with respect to a signal received at that frequency, each antenna has a null in its radiation pattern. The device may then be arranged such that at least one of the antennas is oriented to direct its null towards another of the receive antennas. This also reduces coupling between the antennas, i.e. by configuring the antennas to have nulls in the radiation patterns at the operating frequencies of the antennas and orientating them appropriately. The near-field is, therefore, reduced in the direction of other antennas thereby reducing coupling between the antennas.

Preferably, all of the antennas are oriented such that a null of each antenna is directed towards an adjacent antenna of the array of antennas.

Preferably, the device arranged for use with received signals having operational frequencies of 2.65GHz, 3.5GHz or 5GHz. At these frequencies, the antennas are separated from each other, at their closest points, by a distance of 0.043m, 0.0325m and

0.0228m respectively.

Preferably, the antennas each have a central axis. Antennas having differently orientated radiation patterns may be positioned much closer to each other. In particular they may be positioned with their axes spaced apart by less than 0.38λ, being the wavelength in air of waves at the operating frequency. This figure is obtained from Jakes' model (see, e.g. Liang and Chin: "Downlink channel co variance matrix (DCCM) estimation...." IEEE J. SeI. Area Commun., vol. 19, no. 2. pages 222-232, Feb 2001Y

If the array contains at least three antennas, at least two of which have radiation patterns of the same orientation, the axis of each of the antennas having the same orientation is advantageously spaced from the axis of the nearest other such antenna by a distance of at least 0.38λ, adjacent antennas having differently oriented radiation patterns having their axes spaced apart by less than 0.910λ.

There may be an isolating trap associated with each antenna so that it is isolated from the ground plane of the radio communication device. This arrangement minimises any direct coupling between the antennas through the ground plane. This reduces correlation between signals from neighbouring antennas. Generally, the trap is in the form of a balun, located between the antenna element structure of the antenna and the radio-frequency (RF) circuitry of the radio communication device to which it is coupled. In the case of the antenna having a plurality of elongate antenna conductors coupled to a feed structure and forming part of a loop, the trap may comprise a link conductor. This link conductor may be a conductive sleeve encircling the core on a proximal part of the outer surface of the core, the proximal end of the sleeve being connected to an outer screen part of the feeder structure, the latter passing through the core from a connection to the antenna elements at a distal end of the core, to a proximate end of the core. An effect of the sleeve is that, at the operating frequency of the antenna, a rim of the sleeve is effectively isolated from the ground represented by the outer conductor of the feeder structure at the proximal end. The sleeve therefore acts as an isolating trap in the manner described in GB-A-2292638 and GB-A-2309592, the contents of which are hereby incorporated by reference.

Preferably, the core of each antenna is cylindrical and defines a central axis. Each antenna comprises an antenna element structure having a number of antenna elements which are substantially co-extensive in the axial direction and each element extending between axially spaced-apart positions on or adjacent the outer surface of the core. The antenna element structure also includes comprises a link conductor, linking portions of the antenna elements at one of the spaced-apart positions to form a loop. Portions of the antenna elements at the other of the spaced-apart positions are coupled to a balanced feed connection of the antenna at the distal end of the core.

Furthermore, the respective spaced-apart portions of the antenna elements preferably lie substantially in a single plane containing the central axis of the core as described in the above-mentioned GB-A-2309592. The antenna elements of each antenna are of equal length and are helical, each executing a half-turn around the core between said spaced-apart positions. Each antenna of the array includes an integral trap arranged to promote a substantially balanced condition at the feed connection of the antenna, e.g. as described above.

Preferably, the device further comprises a connector and an interface, together suitable for interfacing the device with a computer. The device may be a Universal Serial Bus device or a PCMCIA card.

Preferably, the device is adapted to receive differently coded sub-streams which are statistically independent of each other. Preferably, the device is a MIMO communication device. Preferably, the device is arranged for use with sub-streams which have been modulated using orthogonal frequency division multiplexing or using orthogonal spreading codes.

Preferably, the device is configured as a transceiver and the antennas are each configured for data stream transmission.

Preferably, the device is configured as a transceiver and wherein at least two of said antennas are configured for transmission and at least two are configured for reception of signals.

In another aspect, the present invention provides a radio communication device, for use at frequencies greater than 200MHz in multi-channel radio communication networks, the device comprising at least two transmit antennas and a signal processor arranged to split a single data stream into a number of data sub-streams corresponding to the number of transmit antennas, and an encoding stage arranged to feed each data sub-stream to a respective one of the antennas, the set of data sub-streams being orthogonally coded, wherein each of the transmit antennas comprises: an electrically insulative core of solid material having a relative dielectric constant greater than 5, and a three-dimensional antenna element structure disposed on or adjacent the outer surface of the core and defining an interior volume, the material of the core occupying the major part of the said interior volume.

In a further aspect, the present invention provides a multi-channel radio communication system, comprising a plurality of radio communication devices configured to communicate with each other, wherein each device has at least two antennas arranged for either reception or transmission of signals and each antenna has an electrically insulative core of solid material having a relative dielectric constant greater than 5, and a three-dimensional antenna element structure disposed on or adjacent the outer surface of the core and defining an interior volume, the material of the core occupying the major part of the said interior volume.

The invention will now be described by way of example with reference to the drawings, in which:

Figure 1 is a schematic diagram of a MIMO system known from the prior art;

Figure 2 is a diagram of a first radio communication device in accordance with the present invention;

Figure 3 is a perspective view of a dielectric-loaded antenna suitable for use with the device shown in Figure 2;

Figure 4 is a schematic diagram of a part of a MIMO communication system incorporating the radio communication device of Figure 2;

Figure 5 is a diagram illustrating the radiation pattern of the antenna of Figure 3;

Figure 6 is a diagram illustrating the radiation pattern, in three-dimensions, of the antenna of Figure 3;

Figure 7 is a diagram illustrating the radiation pattern of the antenna of Figure 3, in three-dimensions, for vertically polarised signals.

Figure 8 is a diagram illustrating the radiation pattern, in three-dimensions, representing horizontally polarised signals of the antenna of Figure 3.

Figure 9 is a diagram of an alternative radio communication device in accordance with the invention.

Referring to Figure 1, in a MIMO radio communications system 1 a data stream 2 is split at the transmit end into a number of orthogonally coded sub-streams 3 by transmitter signal processor 4. The sub-streams are then transmitted by a transmitter 5 via respective transmit antennas 6a, 6b and 6c. At the receive end, each receive antenna 7a, 7b and 7c receives all of the signals transmitted by the transmit antennas. In addition, each receive antenna receives any reflected versions of the individual sub-streams, caused by objects in the environment such as buildings. The receive antennas are coupled to a receiver 8, from which received sub-streams 9 are passed to a receiver signal processor 10. The receiver signal processor combines the received sub-streams to produce reconstituted data stream 11. This includes a data multiplexing process. The MIMO channel that exists in a given scattering environment, may be represented by the channel matrix [H]. This matrix is characterised by transmitting orthogonal training sequences from the transmitter, in a known manner.

A radio communication device 20 in accordance with the invention, that may be used in the system of Figure 1, is shown in Figure 2. Referring to Figure 2, this device 20 has a USB (Universal Serial Bus) interface 21 suitable for connection to a personal computer or the like. The components of the device 20 are housed within a casing 22. The USB interface includes a USB connector 23 which is located along one side edge of the casing 22. The device 20 includes two receive antennas 24, 25 and one transmit antenna 26.

The antennas are coupled to transmitter/receiver 27 which is coupled to signal processor 28. The signal processor 28 is coupled to the USB interface 21. The antennas are all dielectrically loaded antennas as described in more detail below with reference to Figure 4. The radio communication device 20 is suitable for MIMO communication for received signals, as it comprises two receive antennas. It is not capable for transmitting signals on a MIMO basis, as it comprises only a single transmit antenna.

Referring to Figure 3, an antenna 40 for use in the radio communication device shown in Figure 2 has an antenna element structure with two longitudinally extending helical antenna elements 4OA, 4OB formed as metallic conductor tracks on the cylindrical outer surface of a ceramic core 41. The core 41 has an axial passage 42 which houses a coaxial feed structure. The coaxial feed structure comprises a metallic outer 43 and an axial inner feeder conductor 44. The inner conductor 44 and the outer 43 in this case form a feeder structure for coupling a feed line to the antenna elements 4OA, 4OB at a feed position on the distal end face 41D of the core. The antenna element structure also includes corresponding radial antenna elements 40AR, 40BR formed as metallic tracks on the distal end face 41 D connecting diametrically opposed ends 40AE, 40BE of the respective longitudinally extending elements 4OA, 40D to the feeder structure. The other ends 40AF, 40BF of the antenna elements 4OA, 4OB are also diametrically opposed and are linked by an annular common virtual ground conductor 45 in the form of a plated sleeve surrounding a proximal end portion of the core 41. This sleeve 45 is in turn connected to the lining 43 of the axial passage 42 by plating 46 on the proximal end face 41P ofthe core 41.

Preferably, the conductive sleeve 45 covers a proximal portion of the antenna core 41, thereby surrounding the feeder structure 43, 44, the material of the core 41 filling the whole of the space between the sleeve 45 and the metallic lining 43 of the axial passage 42. The sleeve 45 forms a cylinder connected to the lining 43 by the plating 46 of the proximal end face 41 P of the core 41, the combination of the sleeve 45 and plating 46 forming a balun so that signals in the transmission line formed by the feeder structure 43, 44 are converted between an unbalanced state at the proximal end of the antenna and a balanced state at an axial position approximately in the plane of the upper edge 45U of the sleeve 45.

Further preferred features of this antenna can be found in GB 2309592A. Antennas with similar structures and characteristics are described in WO 00/74173Al and GB 2399948A.

The dielectrically-loaded antennas described above concentrate the electric near-field within the dielectric material of the core. When the antennas receive signals, the voltages induced in the antenna elements produce a very small electric field around the antenna. Referring again to Figure 2, the field is small enough that the adjacent receive antenna, (which is antenna 24 or 25) is not significantly excited by the other antenna's electric field. Coupling between the antennas is therefore greatly reduced when compared with a conventional monopole antenna. This ensures that correlation between signals fed from by each receive antenna is significantly reduced.

As noted above, the antenna 40 has a sleeve 45 which functions as a balun. A further effect of the sleeve 45 is that for signals in the region of the operating frequency of the antennas, the rim 45U of the sleeve 45 is effectively isolated from the ground represented by the outer conductor 43 of the feeder structure. This means that currents circulating between the antenna elements 4OA, 4OB are confined to the rim 45U and the loop formed by the helical antenna elements and the rim is, therefore, isolated. Therefore, the sleeve 45 thus acts as an isolating trap. Referring to Figure 2, the receive antennas 24, 25 are both isolated from the ground plane of device 20. This means that when signals are received by the receive antennas 24, 25, no currents flow between the two antennas, and therefore the antennas are not conductively coupled via the ground plane of the device. This reduces correlation between signals generated by each receive antenna.

Another benefit of this is that the casing 22 in which the antennas are placed does not form part of the radiating (in this case receiving) structure. This is because the radiating elements of each antenna are isolated from the ground plane and therefore they are also isolated from the casing. This means that when a user handles the casing, the degree of coupling between the antennas does not vary substantially. In contrast, conventional monopole antennas are not isolated from the casing. The casing therefore acts as part of the radiating structure according to two mechanisms. Firstly, any reflections from the casing are radiated towards the antennas. Secondly, the casing directly drives the antenna element via coupling through the receiver ground plane. If the user handles the box the degree of coupling between the antennas varies.

This feature of the device 20 brings a significant advantage. That is that the coupling between the receive antennas is relatively static. The correlation matrix [R] therefore represents the coupling between the receive antennas. The effect of coupling can then be removed using an array combining network. An array combining network can be used to apply reverse power flows to the signals fed from by the antennas to remove the parts of the signals fed from each antenna which represent coupling between the antennas.

Referring to Figure 4, in a MIMO communication system, a transmitting antenna array 50 transmits signals via channel [H] to receiving antenna array 51. The transmitting antenna array 50 comprises two transmit antennas 50A, 50B. The receiving array 51 comprises two receive antennas 5 IA, 5 IB, which correspond to antennas 24 and 25. Both receive antennas 5 IA, 5 IB are coupled to a matching and combining network 52 which is coupled to an amplifier array 53. The amplifier array 53 comprises two amplifiers 53A,

53B each corresponding to a respective one of the receive antennas 5 IA, 5 IB. Each amplifier is coupled to a respective load 54 A, 54B.

In Figure 4, the loads 54A, 54B represent all circuitry downstream of amplifiers 53A, 53B. The load voltage vectors are expressed in terms of the reflection from the amplifier array (a2 in Figure 4). This reflected component is significant and may well be the highest reflection coefficient in the system. It cannot simply be considered as noise (as has been the case in the prior art). The S-parameters of the whole of the network downstream from the receive antenna array 51 (to the right of the antenna array 51 in Figure 4) must be selected to be equal to the complex conjugate transpose of the S-parameters of the receive antennas, respectively coupling between the antennas.

The matching and combining network 52 provides the function of impedance matching together with that of removing the effect of coupling. Matching and coupling are related in that, for example, coupling between receive antennas affects the match. Both functions are performed by setting the s-parameters of the matching and combining network 52 to be the complex conjugate transpose of the s-parameters of the receive antenna array.

One technique for deriving the required s-parameters for the matching and combining network 52 makes use of a network analyser. The network analyser is connected to the assembly of the receive antenna and the associated feed conductors coupling them to the network 52. A test signal is fed to one antenna via its feed conductor and both a reflected signal and signals generated on the feed conductors of the other antennas are measured.

The same is done with the test signal fed to another of the antennas and so on for each antenna. The results are then used to populate an n x n s-parameter matrix which represents the antenna array (n being the number of receive antennas), from which the complex conjugate transpose s-parameter matrix is computed for the matching and combining network.

Referring now to the antennas themselves, one of which is shown in Figure 3, the antenna element structure of each antenna, has half-turn helical elements 4OA, 4OB which operate such that the antenna has transverse nulls in its radiation pattern. The nulls are directed transversely to the axis 41 A and perpendicularly to the plane 47. The radiation pattern is, therefore, approximately of a figure-of-eight form in both the vertical and horizontal planes transverse to the axis 4 IA, as shown by Figure 5. Orientation of the radiation pattern with respect to the perspective view of Figure 3 is shown by the axis system comprising axes X, Y, Z shown in both Figure 3 and Figure 5. The radiation pattern has two nulls or notches, one on each side of the antenna, and each centred on the line 48 shown in Figure 3.

By selecting the orientation of the antennas in an array, their radiation patterns can be used to provide polarisation diversity Firstly, the radiation pattern should be considered in more detail:

Figure 6 is a three-dimensional representation of the radiation pattern shown in Figure 5, for all polarisation modes combined. The radiation pattern has a null in the y-direction, which corresponds to the arrow 48 in Figure 3. A corresponding null exists in the opposite direction along the y-axis.

Figure 7 shows a three-dimensional radiation pattern for the antenna shown in Figure 3 for vertically polarised signals only. As can be seen in Figure 7, the antenna is substantially omni-directional in the xz plane and a null extends outwardly from the y axis in the yz plane.

Now looking, instead a the pattern for horizontally polarised waves, Figure 8 indicates maxima in each quadrant of yz plane, but they do not extend to the y axis itself. Maxima exist along the z axis but do not extend outwardly from the z axis along the zx plane.

Referring again to Figure 2, receive antenna 24 is oriented within the radio communications device 20 such that its x-axis has a first direction as indicated by arrow 29, and its y-axis has a second direction as indicated by arrow 30. As can be seen in Figure 6, the nulls of antenna 24 are directed along its y-axis. Accordingly, one of the nulls in the radiation pattern of antenna 24 is directed in the second direction, i.e. in the direction of receive antenna 25. Furthermore, maxima in the radiation pattern representing vertical polarisation are directed parallel to arrow 29 while maxima in the radiation pattern representing horizontal polarisation are not. This can be seen from Figures 7 and 8. In this way, coupling between the antennas is reduced.

Antenna 25 is oriented within the radio communication device 20 such that its z-axis is parallel to arrow 29 and its y-axis is parallel to arrow 30. Thus, a null in the radiation pattern of antenna 25 is directed parallel to arrow 30 and in the direction of receive antenna 24. Furthermore, the maxima in the radiation pattern representing horizontal polarisation are directed generally parallel to arrow 29.

This arrangement provides polarisation and pattern diversity. As described above, antennas 24 and 25 are oriented so that antenna 24 is better suited to receive vertically polarised signals received in the direction parallel to arrow 29, and antenna 25 is better suited to receive horizontally polarised signals received in that direction. In a MIMO system incorporating the device 20, two transmit antennas can be used, each being oriented such that it transmits signals with a polarisation corresponding to the polarisation of one of the receive antennas 24, 25.

Polarisation diversity is of particular benefit when antennas as described above are used because coupling is reduced between antennas arranged to receive differently polarised waves. As noted above, the dielectrically-loaded antenna described with reference to Figure 3 has a small near-field outreach because most of the near-field energy is stored in the dielectric core of the antenna. This allows the antennas to be placed closer together when compared with conventional antennas. In practice, the minimum separation between receive antennas will depend on the dielectric constant of the core of the antennas and can be optimised dependent on the size of the intended casing 22.

The use of polarisation diversity, achieved by selecting the orientation of the antennas as described above, allows adjacent receive antennas to be placed with a separation of less than 0.38λ while maintaining spatial diversity. Since the extent of the near-field is less than with other types of antenna, the near-field regions of adjacent antennas do not overlap and the radiation patterns do not combine substantially to destroy the individual patterns. An optimum arrangement has three receive antennas oriented such that their pattern maxima are aligned with one of the x, y or z axes respectively. These antennas can be placed in line within a space of 0.38 λ in length.

A further aspect of this arrangement is that the nulls in the radiation patterns of antennas

24 and 25 are directed towards each other. As a result, there is less reradiation of received signals in the direction of the receive antennas 24, 25, than in other directions, and consequently coupling between the antennas is further reduced.

It can be shown that correlation between signals received from the transmitter and signals received by reradiation from adjacent antennas that have identical radiation patterns can be substantially reduced if the adjacent antennas are spaced by at least 0.38λ at their nearest points, where λ is the wavelength in air at the centre frequency of the wanted signal. In a radio communication device comprising antennas with identical radiation patterns and adapted for use at a frequency of 2.65GHz, 0.38λ. Similarly configured devices may be used with signals centred on other frequencies, e.g. 3.5GHz and 5GHz, in which case 0.38λ is 3.25cm and 2.28cm respectively. However, separating devices by this amount is not always practical where small devices are concerned.

However, where two antennas which have different radiation patterns are used, and which are each used to receive statistically independent signals, antennas can be placed closer together than 0.38λ without a substantial increase in correlation between signals received by the transmitter and signals received by reradiation from adjacent antennas. Thus, referring to Figure 2, the receive antennas 24 and 25 may be positioned closer to each other than 0.38λ at their nearest points at the centre frequency of the received signal. Preferably, in a system operating at a centre frequency of 2.65GHz, the receive antennas 24 and 25 are positioned less than 2cm from each other at their nearest points. This enables the overall size of the device to be reduced.

Referring to Figure 9, an alternative radio communication device60 in accordance with the present invention in the form of a PCMCIA (Personal Computer Memory Card International Association) device, suitable for connection to a personal computer or the like. The device includes four antennas, 61, 62, 63 and 64. Two of the antennas, 61 and 63 are receive antennas and the other two antennas, 62 and 64 are transmit antennas. The antennas are coupled to transmitter/receiver 65 which is coupled to signal processor 66. The signal processor 66 is coupled to a PCMCIA interface 67. The antennas are all dielectric loaded antennas, as described above in relation to Figure 3. The radio communication device 60 is suitable for MIMO communication for received signals and for transmitted signals, because it includes two antennas for each.

The orientation of receive antennas 61 and 63 in the device 60 and with respect to each other is the same as in the first radio communication device described above with reference to Figure 5. The same is also true for transmit antennas 62 and 64.

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1. A radio communication receiver device for operation at one or more frequencies in excess of 200MHz for receiving a plurality of signals containing orthogonally coded data sub-streams derived from a source data stream, wherein the device comprises an antenna array having at least two antennas to provide antenna diversity, and, coupled to the antenna array, receiver circuitry having a detection stage arranged to detect the data sub-streams and a combiner stage for combining the detected data sub-streams to recover the source data stream, and wherein each of the antennas comprises: an electrically insulative core of solid material having a relative dielectric constant greater than 5, and a three-dimensional antenna element structure disposed on or adjacent the outer surface of the core and defining an interior volume, the material of the core occupying the major part of the said interior volume.

2. A device according to claim 1, wherein the detection stage includes a compensating network configured largely to cancel correlation existing between signals fed to the detection stage from the antenna array caused by interaction between the antennas of the array.

3. A device according to claim 2, wherein the compensating network is configured such that the S -parameters of the circuit downstream of the antennas are equal to the complex conjugate transpose of the S-parameters of the antennas array.

4. A device according to claims 1, 2 or 3, wherein each of the said antennas is configured such that, at a common operating frequency of the antennas, each antenna has at least one first maximum in its radiation pattern, for waves polarised along a first axis and has at least one second maximum in its radiation pattern for waves polarised along a second axis.

5. A device according to claim 4, wherein the said first maximum lies substantially in a first plane and the said second maximum lies substantially in a second plane which is different from the first plane.

6. A device according to claim 5, wherein the first plane is orthogonal to the second plane.

7. A device according to claim 6, wherein each of the said antennas is oriented within the device such that its associated first plane is orthogonal to the first plane of an adjacent said antenna.

8. A device according to any of claims 4 to 7, wherein the first axis is the horizontal axis and the second axis is the vertical axis.

9. A device according to any preceding claim, wherein each of the antennas is configured such that, at a common operating frequency of the antennas with respect to a signal received at that frequency, each antenna has a null in its radiation pattern, and wherein at least one of the antennas is oriented such that the respective null is directed towards another of the antennas.

10. A device according to claim 9, wherein all of the antennas are oriented such that a null in the radiation pattern of each antenna is directed towards another of the antennas.

11. A device according to any preceding claim, wherein the operating frequency of the antennas is 2.65GHz, 3.5GHz or 5GHz.

12. A device according to any of claims 1 to 11, wherein the antenna each have a central axis and the central axes of adjacent antennas that have differently oriented radiation patterns are spaced apart by a distance of less than 0.38λ, where λ is the wavelength in air of received waves at an operating frequency.

13. A device according to claim 12, wherein the array contains at least two antennas having radiation patterns of the same orientation, the axis of each of such antennas being spaced from the axis of the nearest other such antenna by a distance of at least 0.38 λ, and wherein adjacent antennas having differently oriented radiation patterns have their axes spaced apart by less than 0.19 λ.

14. A device according to any preceding claim, wherein each of the antennas has radiating elements that are isolated from a ground plane of the device.

15. A device according to any preceding claim, wherein each antenna of the array has a balanced feed connection.

16. A device according to any preceding claim, wherein each antenna of the array has an associated balun.

17. A device according to claim 16, wherein the balun is an integrally formed part of the antenna.

18. A device according to any preceding claim, wherein the core of each of the antennas defines a central axis, wherein the antenna element structure comprises at least two antenna elements each being substantially co-extensive in the axial direction with each element extending between axially spaced-apart positions on or adjacent the outer surface of the core, and wherein the antenna element structure further comprises a link conductor linking the said antenna element portions at one of the spaced-apart positions to form a loop, the antenna element portions at the other of the spaced-apart positions being coupled to the feed connection.

19. A device according to claim 18, wherein the core of each of the antennas is cylindrical.

20. A device according to claim 18 or claim 19, wherein the respective spaced-apart portions of the antenna elements lie substantially in a single plane containing the central axis of the core.

21. A device according to claim 20, wherein the antenna elements of each of the antennas are of equal length and are helical, each executing a half-turn around the core between the said spaced-apart positions.

22. A device according to any preceding claim, wherein the antennas each include an integral trap arranged to promote a substantially balanced condition at a feed connection of the antenna and to isolate the antenna element structure from a ground plane of the device.

23. A device according to claim22, wherein each of the antennas includes a central bore and a feeder structure mounted in the bore, the feeder structure being coupled to the said antenna elements at a distal end of the core.

24. A device according to claim23, wherein the link conductor of each of the antennas comprises a cylindrical conductive sleeve on a proximal part of the outer surface of the core, and wherein the proximal end of the sleeve is connected to an outer screen part of the feeder structure.

25. A device according to any preceding claim, further comprising a connector and an interface, together suitable for interfacing the device with a computer.

26. A device according to claim25, wherein the device is a Universal Serial Bus device and the interface is a Universal Serial Bus interface.

27. A device according to claim 25, wherein the device is a PCMCIA card and the interface is a PCMCIA interface.

28. A device according to any preceding claim, arranged to receive differently coded sub-streams that are coded to be statistically independent.

29. A device according to claim 28, wherein the said device is a MIMO communication device.

30. A device according to any one of claims 28 or 29, arranged for use with data sub-streams which have been modulated using orthogonal frequency division multiplexing.

31. A device according to claim 30, arranged for use with data sub-streams which have been modulated using orthogonal spreading codes.

32. A device according to any preceding claim, configured as a transceiver and wherein said antennas are each connected for data stream transmission.

33. A device according to any of claims 1 to 31, configured as a transceiver and wherein at least two of the said antennas are connected for transmission of data streams and at least two are connected for reception of signals.

34. A radio communication device for use at frequencies greater than 200MHz in multichannel radio communication networks, the device comprising at least two transmit antennas and a signal processor arranged to split a single data stream into a set of data sub-streams corresponding to the number of antennas, and an encoding stage arranged for feeding each data sub-stream as a coded signal to a respective one of the antennas, the set of data sub-streams being orthogonally coded, wherein each of the transmit antennas comprises: an electrically insulative core of solid material having a relative dielectric constant greater than 5, and a three-dimensional antenna element structure disposed on or adjacent the outer surface of the core and defining an interior volume, the material of the core occupying the major part of the said interior volume.

35. A multi-channel radio communication system, comprising a plurality of radio communication devices configured to communicate with each other, wherein each device has at least two antennas arranged for either reception or transmission of signals and each of the at least two antennas has an electrically insulative core of solid material having a relative dielectric constant greater than 5, and a three-dimensional antenna element structure disposed on or adjacent the outer surface of the core and defining an interior volume, the material of the core occupying the major part of the said interior volume.

36. A system according to claim 35, being a MIMO communication system.


【特表2010-514241】
ＷＯ２００８／０７１９４６
より引用